WiMAX收发机的工作原理和测试流程

2008-10-25 14:05| 查看: 913| 评论: 0|原作者: Huseyin Arslan|来自: 电子系统设计

数据密集型无线应用加速了多载波调制技术的发展，比如正交频分复用(OFDM)。OFDM能够克服高比特率通信中出现的诸多问题，如时间色散。

随着OFDM在欧洲Hiperlan，美国无线局域网(WLAN，如IEEE 802.11a/g标准)，无线城域网(WMAN)，特别是正展露头角的WiMAX等方面应用的发展，OFDM日渐普遍，因此理解WiMAX收发机设计的工作原理和如何进行测试是很有用的。接下来就是关于WiMAX收发器设计和性能评估方法三部分文章的第一部分。

在基于OFDM的WiMAX系统中，选定的载频要避免受其它载频干扰，承载数据的符号流被分割成若干较低速率的符号流，并且用不同的载波传输，因为这通过非重叠载波(副载波)的数目增加了符号周期，所以多径仅仅影响一小部分相邻符号。剩余符号间干扰可以通过对OFDM符号周期扩展得到消除。周期扩展的长度至少应当超过额外信道延迟时间的最大值。采用这种方式，减少了OFDM在高数据率通信时受多径信道的影响，并且避免了使用复杂的均衡技术。

最近，OFDM被用到WMAN系统以修补无线接入问题。IEEE 802.16-2004 WMAN标准工作在2GHz和11GHz及更高频率之间的频段，该标准明确规定，为了实现最后一公里宽带接入以及提供IEEE 802.11 WLAN热点回程，城域网络协议要允许无线业务为有线、DSL和T1业务所取代。此外，在移动WMAN、第四代(4G)蜂窝系统和无线个人网络(WPAN)中采纳OFDM的努力也在进行当中。

虽然OFDM是一种有效的调制方式，但它仍有其缺陷。若系统及其收发器设计不适当，某些失真会降低OFDM的性能。在系统中把射频和基带电路集成到一起要求采用实际测试与验证设备进行测试和验证。这就涉及到要把对基于标准的WiMAX信号的测试和测量能力融入到测量接收机中(比如矢量信号分析仪)。典型的测试信号包括基于标准的同相(I)和正交(Q)基带样本，生成的测试信号必须能用于测试设备，比如Anritsu公司的特征信号分析仪。

更有效的WiMAX收发器可把测试机制融入到收发器集成电路(IC)。为了进行此项研究，将对IEEE802.16-2004数字基带收发器WMAN系统进行研究。考查作者给出的标准发射机和接收机的框图，测量点对性能的影响可以得到确定和评估。此项研究将考察在不同噪声和失真条件下，以及为确定各种噪声和失真源采取不同测量技术的条件下，收发器的性能。

IEEE 802.16-2004标准定义了宽带无线接入(BWA)的物理层(PHY)和介质接入层(MAC)协议。该标准引入了11GHz以下三个主要的空中接口格式，即：无线城域网-SC PHY(单载波调制)，无线城域网-OFDM PHY(OFDM-256),以及无线城域网-OFDMA PHY (OFDMA-2048)。在这三种选项中，WiMAX论坛选中了OFDM-256，它将是研究的焦点。

标准定义了不同双工选项，包括时分双工(TDD)，频分双工(FDD)，或者半双工FDD(H-FDD)格式。在许可频段，双工方式应该是TDD或者FDD，而非授权操作则限定到TDD格式。

OFDM-256空中接口提供了许多自适应特征作为可选特征。自适应特征包括调制/编码自适应调整和循环前导头自适应调整。接收机应该能够解调不同调制格式的信号以及具有不同传输参数的信号。该标准包括一些可选的PHY特征，比如空时编码(STC)，以及自适应天线阵列和子信道化。在早期产品中，这些可选特征不可能实现，并且在为OFDM-256开发测试方法时，不会有很高的优先权。因此，该项研究仅包括所需的收发器特征，而可选特征留待未来研究。

在工作载频和传输带宽方面，IEEE 802.16-2004提供了大范围的各种选项。不过，所提出的基线PHY接收器算法设计并不受载频和带宽变化的影响。然而，高级接收机算法必须利用这些变化并采用更好的基于工作频率和带宽的基带算法。在这项工作中，提出了广义的基线接收机算法设计，该算法在不同工作频率下都工作得相当不错。接收机算法改进还要考虑先验信息，留待日后研究。

WiMAX论坛(www.wimaxforum.org)的任务是确保互操作性，促进IEEE 802.16标准，以及帮助整个市场接受IEEE 802.16成为BWA标准。不过，论坛的第一个交付产品是建立明确的一致规程和测试实验室来管理测试。这个过程将导致“WiMAX 已认证”产品的出现，可保证其与其它WiMAX认证方案的互用性。

在开发WiMAX系统模型时，发射机信号格式必须得到充分描述，包括帧格式(下行链路和上行链路子帧)，OFDM符号格式(前导和数据符号)，基于标准的基带发射机数据块，以及发射信号本身的基本模式。帧格式类似于传统的基于分组的结构，该结构使用一个前导和报头，随后紧接突发数据。在标准的下行链路帧(DL)当中(图1)，基站发射一个前导(长前导具有两个OFDM符号长度)，一个报头和分配给不同用户的多个下行突发数据。中间报头(图1未给出)也可以插入在某些突发数据之前，这是可选的。在上行链路(UL)中，前导(短前导只有一个OFDM符号长度)用于用户发出的每个上行突发。每个上行链路发射机都分配有一个时隙以时分多路(TDM)方式来传输其突发数据。类似的，在下行链路中，也使用了TDM方式(图1)。正如先前所提到的，上行和下行链路子帧能够被配置成TDD、FDD或者H-FDD。在TDD模式中，一个短间隙被放置在DL和UL子帧之间(发射-接收-传输间隙或TTG)。完成UL子帧后，另一个间隙被添加到该子帧和下一个DL子帧之间(接收-发射-传输间隙或RTG)。

每一个前导、报头和突发由一个或多个OFDM符号组成。对OFDM载波采用的调制是二进制移相键控(BPSK)、正交移相键控(QPSK)，16状态正交幅度调制(16QAM)或者64QAM。为每个独立的数据突发选择合适的调制格式有赖于发信机和接收机之间的链路质量。特别受关注的是对每个数据突发使用不同调制格式的能力。信息位映射到数据符号取决于所用的调制类型。串行数据符号被解多路为并行数据块，并对并行数据块进行快速富立叶逆变换(IFFT)后得到时域OFDM符号。在OFDM-256中，副载波的数目是256，有三种副载波分配：数据、导频信号和空信号。在常规OFDM符号中，200个副载波用于数据和导频信号，剩余56个载波未用用来提供保护频段和应付导致DC载波不可用的载波泄漏。在200个副载波中，有8个用作导频信号载波，这些导频信号被等间隔插入在其它数据载波之间，这些数据载波构成了剩下的192个有效载波。图2给出频域中的载波分布。

图3描绘了一基本数字基带发信机的框图。来自上层协议栈的信息比特首先经过信道编码，信道编码由三个模块组成：随机码生成器、前向纠错(FEC)模块和交织器。数据随机化是针对下行和上行链路中的每一个数据突发进行。FEC模块由级联的外层RS码和内层的一致速率卷积码构成，上行和下行链路都必须支持FEC模块。另一方面，对块TURBO编码(BTC)和卷积型turbo编码(CTC)的支持则是可选的。

###NextPage###

在本项研究中，仅使用了必选的编码方案，而可选编码方案则留待日后研究。实施编码首先将块格式的数据通过RS 编码器然后再通过一零终止卷积编码器。所有编码后的数据比特被块交织器交织，其块长度与每个OFDM符号分配的每个子信道的被编码比特数目相符。交织器由一个两阶段排列构成，第一阶段确保相邻的编码比特位被映射到不相邻的副载波上。第二步排列保证相邻的编码比特位交替映射到或少或多的星座图重要比特位，这样就可大量避免较低可靠性比特位的出现。

比特经过信道编码后被映射为符号，这取决于所用的调制类型。正如前面所提到的，有四种不同的调制选择：BPSK, QPSK, 16QAM或者 64QAM。经星座图映射的数据符号于是被映射到全部已分配的副载波(图2中192个数据载波)以提高频偏指数。数据星座图映射之外的第一个符号被映射到具有最低频偏指数的已分配副载波。前导副载波(图2中的8个载波)复用为数据载波以构成数据符号。要注意的是BPSK调制被用来对前导载波进行调制。

一旦所有构成完备OFDM符号的副载波被解调，串行数据符号就被转换成并行数据块，接着就应用逆快速付立叶变换(IFFT)对并行数据块进行变换来获得时域OFDM符号。OFDM符号的时域样点可以从频域符号以如下方法得到：

这里Xm(k)=第m个OFDM符号的第k个负载波上的已调数据，N=负载波数目(对于OFDM-256，N=256)。

保护间隔通常也指循环前导头，它是附加于符号起始之后的符号结束标记的拷贝。循环前导头用来减少时间色散效应的影响，其持续时间必须超出最大额外信道延迟以避免符号间干扰(ISI)。只要最大额外延迟时间小于循环扩展长度，前一OFDM符号的信号失真部分将维持在保护间隔中并会被随后去除，因此防止了ISI。图4给出了传输信号的功率谱密度和功率随时间变化的曲线。该曲线由Anritsu公司的“特征”实时信号分析仪捕获的I/Q样本生成得到。

频偏是OFDM系统设计中的一个关键因素，它会带来载波间干扰(ICI)并破坏副载波之间的正交性。发射机和接收机本振的任何差异都会造成频偏，这个偏移通常用自适应频率校正(AFC)来补偿。不过，任何残留误差会导致系统性能下降。频偏被引入到时域信号，描述如下：

这里y(n)是接收的基带信号(带有频偏误差)，Y(k)是恢复出的数据符号。经过一些分析之后，有可能把恢复出的符号Ym(k)同原始的已发送符号Xm(k)关联起来。频偏对时域信号Xm(n)的影响是带来时间相关的相移：

m(n)的影响是带来时间相关的相移">

等式2的首项等于原始发送符号乘以衰减量和依赖于ε以及OFDM符号索引(它不依赖于载波索引K，因此频偏对所有载波的影响都是相同的)的相位旋转量。除了有用符号衰减之外，载波之间还存在干扰。等式2的第二项就代表了来自其它副载波的干扰，通常被称作ICI。

图5给出了频率误差对接收符号星座图的影响。注意到频率误差会像干扰(ICI)一样带来前面已给出的相位旋转。相位旋转可通过基于简单导频的相位跟踪技术得到处理。但是，ICI则需多加关注并需要更先进的接收机算法。因此，准确的频偏估计是OFDM接收机设计中非常重要的一个部分。

符号时间偏移对OFDM的影响是符号的旋转以及在旋转角度较大时引起ISI。符号旋转可被折叠到估计的信道并容易得到纠正，只要定时偏移小于循环前导的未用部分。

在频偏情况下采用相同的表示法，发送的各符号用X(k)表示，时域信号的基带等价信号用x(n)表示：

符号定时误差由假定的OFDM符号的错误起始位置引起，因此y(n)仅仅是x(n)的时移而不是其它什么，即定时误差为θ时，结果为：

这里θ取决于采样是否发生在准确的采样时间之间或者准确的采样时间之后。参数Y(k)可应用DFT从y(n)计算得到：

等式3表明定时偏移θ仅引起恢复的数据符号的旋转，恢复符号值只依赖于发送数据，而不是相邻载波。这意味着符号定时误差并不会破坏载波间的正交性，而且定时误差的影响是相位旋转，它随载波顺序线性变化。

发射机和接收机间的时钟定时差异会引起采样定时误差。对于小数目的载波以及当子帧内的符号数量不大时采样定时误差可忽略。采样定时误差引起依赖载波和符号的接收符号旋转。存在采样定时误差时，有可能将已恢复符号同实际传输符号关联起来，如下：

其中，β是参考振荡器的相对时钟偏离，Ns=N+Ng，Ng是用于循环前导的样点数目。

注意到旋转随载波和符号索引的增加而增加，换言之，采样定时误差会更多的对较高索引值的子载波和子帧靠后的符号造成影响。

图6给出了OFDM系统中采样定时偏移影响的典型例子。采样定时误差从中心载波(0号载波)开始进一步增加，此外，需注意到平均EVM(对所有载波平均得到)随符号索引值增加而增加。

在任何接收机中，相位噪声由本地振荡器(LO)引入，可以被看作是振荡器信号的寄生相位调制。相位噪声可被建模为零均值随机变量。假定信道为扁平信道，而且信号仅仅受接收机相位噪声Φ(n)的影响，这样所接收的时域信号可被写作：

若相位偏移很小，则ejφ(n)≈1+jφ(n)，恢复出的符号具有如下形式：

在等式6中，公共相位项造成星座图旋转，旋转对于所有子载波都是相同的(因此可以通过使用基于前导信号的相位跟踪器得到校正)，相当于平均相位噪声。　　等式6中最末一项代表相邻自载波对每个子载波有用信号造成的泄漏，即ICI。该项无法得到校正，因为相位偏移φm(n)和输入数据序列Xm(n)都是随机的，因此它会造成整个系统SNR的恶化。减少这一项带来的干扰的唯一办法是提高振荡器的性能(通常又会增加成本)。###NextPage###

OFDM调制技术的一个主要问题是其很高的峰值-平均功率比(PAPR，峰平比)，这就要求系统的功率放大器(PA)要有很宽的动态范围才能使失真最小。来自满输出电平的“回退”技术常常被用在无线通信系统中来确保其线性工作状态，不过，该方法牺牲了效率而且增加了功耗。作为选择，基带线性化技术对要放大的信号进行预失真，能够补偿非线性影响。线性化算法的效率和适应性是处理成功的关键。

非线性功率放大器引起带内和带外失真，会对通信质量带来严重影响。用于描述PA非线性特征的常用参数包括：AM-PM失真，1dB压缩点(P1dB)，以及三阶截点(IP3)。评估该模型对系统影响的典型参数是矢量误差幅度(EVM)和邻道功率比(ACPR)。

PA引起的损失同PAPR测量相关。第m个OFDM符号Xm的离散时间PAPR定义为：

其中，E(.)表示期望值运算。

尽管对OFDM来说PAPR值非常大，但高幅度峰出现的几率相对罕见，而且大多数传输功率都集中在低幅度信号上，例如，一个32载波、QPSK调制的OFDM系统可统计观察得到的最大PAPR仅在370万年内才出现一次，如果OFDM符号的持续时间为100微秒。所以，PAPR的统计失真应当被考虑。

互补累积失真函数(CCDF)对于评估信号功率失真特性是一个有用的统计工具，它被定义为信号达到或超过给定幅度的概率。由于OFDM信号功率包络不是恒定的，CCDF在展现被测信号的峰值-平均统计性质上就很有用处。CCDF曲线可以被用来检测被测信号是否被削波。

CCDF曲线的y轴使用百分比单位，x轴为功率(dB)。x轴的功率相对于信号平均功率，故0dB就是信号平均功率。因此，2dB，12%的读数意味信号功率达到2dB或者超过这个平均功率的概率是12%。

注意到PA增益还会随时间改变，这引起接收信号在幅度上的变化。当增益发生改变时，恢复的符号与实际传输符号间的关系是：

这里，γm是每个OFDM符号索引关于前导符号(这里信道系数已被估计出)的时变增益。

正如先前所提到的，OFDM用于高数据速率通信系统的一个主要原因是它具有在高色散信道中工作的能力。时间色散会引起信道频率选择性衰落。不过，通过把整个传输带宽分割成更窄一些的信道，就可以保证每个子信道的频率响应是平坦的。因此，如果接收机能够在每个载波上估计信道响应，信道色散(频率选择性)影响就容易被消除。

如果信道被假定为时间慢变的(对于低速移动和固定无线应用，这个假设是有效的)，每个载波上的接收信号可以表示成：